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摘要:文章对双馈风力电机的功率流动、数学模型、坐标变换等理论和背靠背结构的双PWM双馈风机变流器拓扑结构进行了深入的研究。在双馈风机变流器的控制策略技术上,提出了背靠背结构的双PWM变流器设计,发电机端变流器采用基于定子磁链定向和定子电压定向的控制策略;在并网端变流器PI双闭环结构控制策略。为了验证本文所提出理论的有效性,在由异步电机模拟风轮的1.5MW双馈风电机组实验平台,针对双馈电机的运行状态开展了次同步、超同步和穿越同步速等实验,实验结果证明,文章提出的设计方案可以满足双馈风机并网控制要求,控制系统动态响应快,稳定性好,电流谐波含量少。
关键词:风力发电;双PWM;变换器;矢量控制
1系统变流器的控制策略
在电机端即机侧变流器的控制策略中,需要实现电机转矩和磁链的解耦控制,从而提高整体发电系统的效率。在传统异步电机控制中,定子磁链观测技术可以实现针对电机的精确控制,但由于双馈电机的结构与特性,本文选取定子电压作为控制量(控制框图如图1所示)。设定双馈风机的定子电压矢量在dq同步旋转坐标系中与q轴重合,在此坐标系下电机功率为:
根据上述公式可以看出,在dq同步旋转坐标系中电机无功功率由转子电流的d轴分量决定,有功功率由转子电流的q轴分量决定。因此实现双馈电机有功功率和无功功率的解耦控制,只需要在旋转坐标系中控制相应的转子电流分量。
图1双馈电机定子电压定向矢量控制框图
图2网侧变流器电路拓扑
背靠背型双PWM控制的双馈风机变流器,电机端变流器负责系统发电控制,电网侧并网变流器负责稳定直流母线电压和调节并网功率因数(电路拓扑如图2所示)。其中,ia、ib、ic为交流侧输入电流,ea、eb、ec为三相对称电网,C为直流滤波电容,L、R为交流侧电感和线路电阻,idc为直流母线电流,iL为机侧变流器直流母线电流。在dq坐标系中,网侧变流器瞬时功率为:
上述公式可看出,在dq坐标系中有功功率和无功功率实现了解耦控制,控制id、iq就可以通过控制变流器来控制并网功率。P>0时电网向变流器直流侧提供能量,变流器工作在整流模式;Q>0表示变流器为感性从电网吸收感性无功功率;P<0时变流器直流侧向交流侧电网馈送能量,变流器工作在逆变模式;Q<0表示变流器呈现容性从电网吸收容性无功功率。如图2所示,在双闭环控制中,d轴分量的控制策略为以电容电压为参考值,输入功率超过负载损耗,直流电容充电,直流电压升高,直流电压反应有功分量状态。q轴分量控制无功分量,无功分量与电网所需的功率因素有关,有功和无功实现解耦,所以为双闭环控制。
2实验及分析
图3双馈电机转子电压和电流波形图4双馈电机定子侧电压电流波形
为了验证本文所提出理论的有效性,在由异步电机模拟风轮的1.5MW双馈风电机组实验平台,针对双馈电机的运行状态开展了次同步、超同步和穿越同步速等实验。
2.1次同步(n=1350rpm)
实验条件为双馈电机20%额定功率时1350rpm,图3为电机转子侧电压和电流的波形。实验结果表明,此时转子B相电流滞后A相电流于,电网变流器向电机提供能量。
图4为电机定子侧A相电压和电流的波形。结果表明,此时定子A相电流和电压同相位,双馈电机定子侧功率因数为1。
2.2超同步(n=1735rpm)
实验条件为双馈电机100%额定功率,1735rpm,电机转子侧电压和电流波形。实验结论为此时转子A相电流滞后B相电流,双馈电机转子通过变流器向电网传输能量。
图5双馈电机转子电压和电流波形
图6双馈电机定子侧电压电流波形
图6为此时电机定子侧A相电压和电流的波形。实验结论为此时,定子A相电流和A相电压同相位,双馈电机定子侧功率因数为1。
2.3穿越同步速
实验条件为为双馈电机空载运行,转速1735rpm,由额定转速降速穿越同步转速时电机转子侧电压和电流的波形。转子侧电流的频率和方向随转速的变化,8.8s时穿越同步转速,此时之前双馈电机处于超同步状态;此时之后为次同步状态,都满足之前实验结论;穿越同步转速时,转子侧电流近似为直流量。
图7双馈电机转子电压和电流波形
3结论
本文对双馈风力电机的功率流动、数学模型、坐标变换等理论和背靠背结构的双PWM双馈风机变流器拓扑结构进行了深入的研究。在双馈风机变流器的控制策略技术上,提出了背靠背结构的双PWM变流器设计,发电机端变流器采用基于定子磁链定向和定子电压定向的控制策略;在并网端变流器PI双闭环结构控制策略。为了验证本文所提出理论的有效性,在由异步电机模拟风轮的1.5MW双馈风电机组实验平台,针对双馈电机的运行状态开展了次同步、超同步和穿越同步速等实验,实验结果证明,本文所提出的设计方案可以满足双馈风机并网控制要求,控制系统动态响应快,稳定性好,电流谐波含量少。
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